本文是一篇电力论文，本文研究了一种用于Boost PFC变换器的新型控制方案。讨论了磁粉芯电感对控制系统稳定裕度的影响，分析了PR控制方法的优势和不足，由此提出了一种数据驱动控制方法，通过仿真和实验验证了该方法的可行性和适用性。
1 绪论
1.1 课题的研究背景及意义
针对全球变暖和化石能源短缺的环境问题，我国在2020年提出了“双碳”战略目标，即“力争于2030年前实现二氧化碳排放量达到峰值，并于2060年前实现碳中和”。因此，我国大幅度增加了太阳能、风能和潮汐能等可再生能源的应用规模。可再生能源的发电方式可分为分布式发电和集中式发电，由于集中式发电的远距离传输特性会造成较多的电能损耗，所以实际中多采用分布式发电方式[1]。其中，分布式电源与储能装置、整流回馈单元和负荷等共同组成微电网系统[2]，电力电子变换器作为微电网接口电路，其性能将直接影响电网电能质量。然而，由于电力电子变换器是由功率开关管、压电器件和热敏电阻器等非线性元件组成，系统整体会呈现出较强的非线性特征，这将严重影响电网的电能质量，产生谐波污染和无功损耗等问题[3]。
整流电路作为并网接口电路的重要组成部分，其可以将交流电能转换为直流电能。二极管不控整流电路以结构简单、性能安全可靠和成本低的优势得到了广泛应用，其电路结构如图1-1（a）所示。然而，通过分析电路结构可知，当电网电压大于电容电压时，电容将从网侧吸收能量，进行充电过程，如图1-1（b）所示，网侧电流呈现尖峰脉冲的形状，并且电流脉冲持续的时间为电压周期的10%~20%，幅值为平均电流的5~10倍。此时，过大的电流尖峰会对电路中的半导体器件造成冲击，增加了器件的损耗程度，导致电路的可靠性降低。同时，网侧电流畸变严重，系统的功率因数仅为0.6左右，电流的谐波含量较大，这会增加系统的无功损耗，降低设备的工作效率，甚至带来电磁干扰和仪表测试误差等问题[4]。
1.2 PFC变换器的电路拓扑和控制策略
1.2.1 PFC变换器拓扑的研究现状
通常，根据应用场景的不同可将PFC变换器分为三相PFC和单相PFC[7]。其中，三相三电平Vienna整流器以电路结构简单、功率密度高和运行可靠等优势，常作为三相PFC的典型应用电路[8]。单相PFC变换器根据电路结构的不同可分为两级式PFC和单级式PFC，如图1-2所示。其中，两级式PFC变换器多应用于功率等级较大的场合，但是普遍存在电路的结构和控制算法较为复杂、装置的工作效率较低而成本较高的缺点[9]。单级式PFC变换器则具有电路结构简单、成本低和便于控制等优势，因此，在实际的工程应用中多使用单级式PFC变换器。
如图1-2（b）所示，单级式PFC通过控制后级电路的DC/DC变换器，实现功率因数校正功能。DC/DC变换器常采用Buck、Boost、Buck-Boost和Cuk等基本电路拓扑。其中，Buck和Buck-Boost型PFC变换器的开关管会在电压过零点处关断，使得电网能量无法传递给负载，这将产生大量谐波[10, 11]，而Cuk型PFC的电路结构较为复杂，输出电压的纹波较大，系统的可靠性和工作效率都比较低[12]。Boost型PFC电路具有升压功能，输出电压范围较广，电路结构简单，系统的可靠性较高，并且由于滤波电感在输入侧，可有效减小电流纹波，电感电流易控制[13]，所以其应用范围最为广泛。
2 Boost PFC变换器的建模与控制策略分析
2.1 交错并联Boost PFC的工作原理及数学模型
图2-1为两相交错Boost PFC的电路拓扑。网侧单相交流电压vac作为二极管不控整流桥的输入电压，其经过整流输出后作为Boost电路的输入电压vin。i L1和i L2分别为两相电感电流，vo为输出侧直流电压，io为输出负载电流。通过采集输入输出电压vac、vo和电感电流iL1、iL2，利用反馈控制并结合相关算法，控制开关管T1、T2的通断，从而使网侧电压vac和网侧电流iac同相位，实现功率因数校正功能。
2.2 Boost PFC双闭环控制策略研究
图2-5为Boost PFC变换器的双闭环控制结构图。其中，外环为电压环，控制输出电容电压vo，内环为电流环，控制电感电流。并且针对两相交错Boost电路，本文采用两个电流控制器，分别控制输入侧电感电流iL1和iL2。电压外环的输出Iref作为电流内环的给定值，但由于采用两个电流控制器分别控制iL1和iL2，所以单个电流控制器的给定值应为Iref的二分之一。同时，为实现功率因数校正功能，需要利用乘法器使得电网电压和电流同相位。具体控制过程为：电网电压经过锁相环，输出与其同相位的sin(ωt)，将Iref /2和sin(ωt)相乘，可得到交流给定电流iref，但由于Boost电路的电流只能正向流动，所以需要对iref求绝对值，即将|iref |作为电流内环的给定值。
通常，传统气隙电感在选型的时候，要求电感的峰值电流不能超过饱和电流。这是因为当流经电感的电流上升至其饱和电流大小时，电感值会随着电流的继续增大而呈现迅速减小的趋势。如图2-19所示，当电流小于饱和电流Is时，电感值基本保持不变，而一旦大于Is时，电感值迅速减小。在Boost电路中，若电路中的峰值电流小于电感饱和电流时，电感电流呈三角波形状。而当电流增加至电感饱和电流值的时候，电感值迅速减小，使得di/dt=U/L快速增大，从而导致电感电流出现严重畸变。
3 Boost PFC 变换器数据驱动控制策略分析 .......................... 33
3.1 数据驱动控制方法介绍............................ 33
3.1.1 数据的采集和预处理 ................................. 34
3.1.2 数据的有效性验证 ............................. 36
4 Boost PFC 变换器数据驱动控制适应性分析 ......................... 51
4.1 比例控制和PR控制适应性分析 ......................... 51
4.1.1 比例控制的作用效果 ........................... 51
4.1.2 PR控制的作用效果 ................................. 52
5 实验验证 ................................. 59
5.1 实验平台介绍 ............................... 59
5.2 比例控制和PR控制有效性验证 ................ 63
5 实验验证
5.1 实验平台介绍
图5-1（a）为实验平台整体实物图，其中，调压器为实验平台提供单相交流输入电压，平台的输出接有一个负载箱，而上位机通过仿真器实现对平台的实时控制。图5-1（b）为两相交错Boost PFC变换器的硬件电路图，包括开关电源电路、外围电路、IO接口电路、采样保护电路、EMI电路和主功率电路。
硬件电路中的开关电源部分采用的是反激电源，利用电源芯片UC2844输出控制信号，驱动开关电源电路中的MOS管，完成起振过程，并为控制电路提供稳定的直流电压。同时，结合变压器可将311V的直流电压转换为24V，再通过7815、7805等电源芯片将24V的电压进一步转换为15V、5V和3V的低电压，从而作为硬件电路中各个芯片的供电电压。
6 总结与展望
6.1 总结
本文研究了一种用于Boost PFC变换器的新型控制方案。讨论了磁粉芯电感对控制系统稳定裕度的影响，分析了PR控制方法的优势和不足，由此提出了一种数据驱动控制方法，通过仿真和实验验证了该方法的可行性和适用性。现总结结论如下：
（1）电流控制器增益的取值范围为：ki
（2）PR控制以在谐振频率处具有较大增益的特点，可对电流控制器增益进行有效补偿。但PR控制器的参数较为复杂，当补偿频带较大时，会给数字控制器造成较大的运算压力。并且谐振系数Kr直接决定了PR控制器的作用效果，导致当电压电流突变时因无法及时调节Kr而造成电流波形质量下降。
（3）数据驱动控制可最大程度的简化控制器设计，并对电流进行有效且实时的补偿。仿真中的电流THD最低可控制到0.4%，实验中突加载时候的调节时间可由27ms减小至7.5ms，提高了系统的稳态性能和抗扰性能。
（4）比例、PR、数据驱动三种控制方法对电流的作用效果呈二次函数特征，即分别具有最佳的作用范围，并且在极端条件下的控制效果较差。同时，数据驱动的有效作用范围大于比例控制，但由于拟合误差的存在而小于PR控制，并且在电压等级相对电流较小的情况下，数据驱动在模型拟合过程中适当忽略了误差数据，使得控制效果优于PR控制。
参考文献（略）
