近年来，H 桥级联型多电平拓扑成为高电压、大功率领域研究的热点，此类型变流器可以无变压器接入高压电网，且结构上易于模块化扩容，在潮流控制、静止同步补偿器、有源电力滤波器等领域得到越来越多的应用。有源电力滤波器(APF)[1]是一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置，它能够对频率和大小都变化的谐波和无功进行补偿。APF 通过采样负载电流并进行各次谐波和无功的分离，控制并主动输出电流的大小、频率和相位，并且快速响应，抵消负载中相应电流，实现了动态跟踪补偿。
1.1 APF 的分类
串联型 APF[3]如图 1.2 所示，通过串联变压器连接电网和负载，输出与负载谐波电压相反的补偿电压以抑制谐波电压对电网的干扰。串联型 APF 容量小、效率高，但所串变压器耗损较大且遇故障时保护装置不易控制，故串联 APF 使用受限。 并联型 APF[4]与电网并联，可以向系统注入与谐波电流幅值相同、相位相反的补偿电流，如图 1.3 所示。其原理为：控制器计算出非线性负载电流 iL中的谐波电流 ih，控制流入 APF 的补偿电流 ic等于-ih与其相抵消，从而保证电网电流 is正弦化。其可用于补偿谐波、无功电流、三相不对称电流和供电点电压波动等，只要采取合适的控制方法就可以达到多种补偿目的，因此本文选取并联型 APF。
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1.2 多电平的分类
多电平变流器可以分为两类[5]，一类是以半桥结构为基础，增加直流侧电容将直流侧电压分成多种情况，利用箝位电路来箝住电压，再通过开关器件的不同的切换组合输出多电平。通常称为箝位式多电平变流器，其等效电路原理如图 1.4(a)所示。另一类是以全桥结构（即 H 桥）为基础，通过直接串联叠加而成级联式多电平变流器，每个直流侧相互独立。通常称为级联式多电平变流器，其等效电路原理如图 1.4(b)所示。 图 1.5 所示为单相五电平箝位式变流器。图 1.5(a)所示的二极管箝位型多电平变流器是采用多个二极管箝位相应的开关器件，直流侧含有(n-1)个电容的二极管箝位式电路可以输出 n 个电平电压。这种箝位变流器的优点有：器件的开关频率较低，输出的等效开关频率较高，交流侧不需要变压器连接等，但也存在下列不足：(1)、需要大量的箝位二极管，输出 n 个电平需要(n-1)(n-2)个箝位二极管，既增加了设备成本，又造成了安装困难；(2)、直流侧电容电压不一致，存在均压问题；(3)、功率开关管的动作时间不同。 图 1.5(b)所示的电容箝位式变流器是用飞跨电容替代箝位二极管，具有开关选择灵活性高、能量双向流动、有功无功功率均可控和一般应用于高压直流输电场合等优点，但也存在下列不足：(1)、需要大量的电容，输出 n 个电平需要(n-1)个直流分压电容和(n-1)(n-2)/2 个箝位电容，导致设备的体积大，成本高，不易安装；(2)、存在电容电压不均衡问题；(3)、功率开关管的动作时间不同。
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第二章 载波移相调制策略
在高压大功率领域，功率开关管的容量与开关频率相互矛盾，因此必须寻找合适的调制方法。载波移相调制技术[7]可以在较低的开关频率下获得较高的等效开关频率，减小调制产生的高频谐波。应用载波移相技术，不仅能提高设备的容量和电压等级，而且可以降低输出波形的总谐波畸变率，减小并网电抗器的大小。因此，CPS-SPWM 技术使 H 桥级联型 APF 的实现变为可能。
2.1 H 桥工作状态分析
H 桥级联型多电平变流器的基本单元是 H 桥，通过 H 桥的工作状态可以推导出级联状态下的输入输出。为便于分析，作下列假设：(1)、开关是理想器件，瞬时导通关断；(2)、电容的容值均相等；(3)、忽略主电路的线路等效电阻损耗。 H 桥单元的拓扑如图 2.1 所示，它由四个功率开关管及其反并联二极管、一个直流侧储能元件组成。对应不同电流方向和开关状态，每个 H 桥都有如图 2.1 所示的四种基本工作模式，即：正向导通、正向旁路、反向旁路、反向导通模式。为防止直流侧短路，同一桥臂的上下两个开关管互补导通。考虑到每个开关管的反并联二级管，H 桥共有八种工作状态，如表 2.1 所示。若一个开关管和一个续流二极管同时导通，即两个桥臂上管或下管同时导通，直流侧被旁路，无能量传递，H 桥输出电压为 0；两个对角位置的开关管同时导通时，有功功率由直流侧传递到交流侧。
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2.2 调制方式
载波三角波层叠式 SPWM 控制[8]是采用 N 个幅值相同、频率相同的载波三角波，在横轴的上、下连续层叠后，与一个正弦调制波进行比较的方法。当调制波大于 0 时，调制波与横轴上方载波比较产生正的 PWM 电压，当调制波小于 0 时，调制波与横轴下方载波比较产生负的 PWM 电压，使变流器输出(N+1)个 SPWM 电平的交流电压。 同相层叠的载波排列如图 2.4 中(a)所示。将所有的载波三角波以相同的相位上、下排列叠加，然后再用正弦调制波进行 SPWM 调制；正负反向层叠载波排列如图(b)所示，载波三角波以横轴为界，横轴以上的三角波的相位与横轴以下的三角波相位相反，然后用正弦调制波进行调制；交替反向层叠载波排列如图(c)所示，所有相邻的载波三角波的相位都是相反的。 载波的位置和相位的不同是三种载波层叠调制方式的主要区别。采用载波层叠调制时，任意时刻只有一路载波对应的电压单元输出 PWM 电压，其它的电压单元处于旁路或固定输出状态。因此调制过程中各电压单元开关管的开关时间有所不同，导致各单元功率输出不同。 图 2.5 为三个 H 桥级联型逆变器采用四种调制方式时的输出电压分析，载波频率均为 5k。电压谐波含量大体一致，但谐波的分布频段不同。CPS-SPWM 谐波主要分布于 2Nf=30k 及其整数倍数频率处，而三种载波层叠控制产生的谐波大部分位于 60k Hz 以下。当变流器输出用单电感滤波时，考虑电感模型的幅频特性，对电压以-20d B/dec 进行衰减，谐波分布的频率越高，衰减值越大，滤波效果越好。若谐波的分布频率相对较低，要达到相同的滤波效果，衰减低频谐波则需要提高电感值使整体幅频特性曲线下移。
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第三章 控制方法研究 ........ 12
3.1 调制波的计算 ........ 12
3.2 谐波电流幅值和相位的提取 .... 16
3.3 电流跟踪控制 ........ 21
3.4 H 桥级联 APF 主电路设计 ........ 25
3.4.1 开关管的选择 ........ 26
3.4.2 并网电感的选取 .... 27
3.4.3 直流侧电容选择 .... 27
3.5 本章小结 ...... 28
第四章 直流侧电压平衡控制研究 ........ 29
4.1 直流电压平衡三级控制方法 .... 29
4.2 相间电压平衡 ........ 30
4.3 总体电压平衡控制 .......... 40
4.4 相内电压均衡控制 .......... 41
4.5 本章小结 ...... 45
第五章 锁相环设计 ............ 46
5.1 三相软件锁相 ........ 46
5.2 基于 Park 反变换虚拟两相的单相锁相环方案 ..... 52
5.3 本章小结 ...... 53
第六章 仿真与实验
前面几章分析了 H 桥级联 APF 的实现条件，分别从调制、电流跟踪、稳压均压等方面做了详细论述。本章利用仿真和实验平台，进一步验证算法的正确性和可行性。
6.1 仿真结果
在 MATLAB/SIMULINK 搭建仿真模型如图 6.1。模型包含电网网压、非线性负载、H 桥模块化主电路、并网电感、调制波计算、CPS-SPWM 和测量模块等。仿真与实验的结构参数基本相同，见表 6.1。在系统、负载均对称条件下，三相不控整流桥接 25m H+37.5Ω 阻感负载，补偿情况见图 6.2。THD 由补偿前的 30.41%降低为 4.92%，仅在负载突变处电流有较大毛刺，因为突变处电流变化率非常大，有限的直流侧电压和开关频率很难实现此处电流的完全补偿。 图 6.3 为补偿阻容性负载结果，负载为 25Ω 电阻与 0.5m F 电容并联，再串入0.5m H 电感平波。网侧电流的 THD 由较高的 107.82%降低为 2.04%，因为阻容性负载没有阻感负载的电流突升突降部分，APF 的输出电压在基波周期内每个开关周期均可以控制电感电流跟踪上指令电流，因此补偿后的电流 THD 可以大幅降低。
总结
第一章介绍了 APF 的基本概念及其分类，通过对比选择了并联型 APF。随后介绍了几种多电平拓扑结构，通过对比选择了 H 桥级联型拓扑，将 APF 与多电平结合得到了 H 桥级联型 APF。 第二章介绍了几种适用于 H 桥级联拓扑的调制方法，通过输出电压特性的对比分析，选择了 CPS-SPWM，并给出了输出电压表达式，理论上说明
